MOSFET廣泛使用在模擬電路與數字電路中，和我們的生活密不可分。
MOSFET的優勢在于：
首先驅動電路比較簡單。MOSFET需要的驅動電流比 BJT則小得多，而且通常可以直接由CMOS或者集電極開路TTL驅動電路驅動；
其次MOSFET的開關速度比較迅速，能夠以較高的速度工作，因為沒有電荷存儲效應；
另外MOSFET沒有二次擊穿失效機理，它在溫度越高時往往耐力越強，而且發生熱擊穿的可能性越低，還可以在較寬的溫度范圍內提供較好的性能。
MOSFET已經得到了大量應用，在消費電子、工業產品、機電設備、智能手機以及其他便攜式數碼電子產品中隨處可見。
近年來，隨著汽車、通信、能源、消費、綠色工業等大量應用MOSFET產品的行業在近幾年來得到了快速的發展，功率MOSFET更是備受關注。據預測，2010-2015年中國功率MOSFET市場的總體復合年度增長率將達到13.7%。雖然市場研究公司 iSuppli 表示由于宏觀的投資和經濟政策和日本地震帶來的晶圓與原材料供應問題，今年的功率MOSFET市場會放緩，但消費電子和數據處理的需求依然旺盛，因此長期來看，功率MOSFET的增長還是會持續一段相當長的時間。
技術一直在進步，功率MOSFET市場逐漸受到了新技術的挑戰。例如，業內有不少公司已經開始研發GaN功率器件，并且斷言硅功率MOSFET的性能可提 升的空間已經非常有限。不過，GaN 對功率MOSFET市場的挑戰還處于非常初期的階段，MOSFET在技術成熟度、供應量等方面仍然占據明顯的優勢，經過三十多年的發展，MOSFET市場 也不會輕易被新技術迅速替代。
甚至更長的時間內，MOSFET仍會占據主導的位置。MOSFET也仍將是眾多剛入行的工程師都會接觸到的器件，本期半月談將會從基礎開始，探討MOSFET的一些基礎知識，包括選型、關鍵參數的介紹、系統和散熱的考慮等等；最后還會就一些最常見的熱門應用為大家做一些介紹。
1）選擇原則：
a.根據電源規格，合理選擇MOSFET 器件（見下表）：
b.選擇時，如工作電流較大，則在相同的器件額定參數下，應盡可能選擇正向導通電阻小的 MOSFET；應盡可能選擇結電容小的 MOSFET。
2）選擇步驟：
a.根據電源規格，計算所選變換器中MOSFET 的穩態參數：
正向阻斷電壓最大值，最大的正向電流有效值；
b.從器件商的DATASHEET 中選擇合適的MOSFET，可多選一些以便實驗時比較；
c.從所選的MOSFET 的其它參數，如正向通態電阻，結電容等等，估算其工作時的最大損耗，與其它元器件的損耗一起，估算變換器的效率
d.由實驗選擇最終的MOSFET 器件。
功率MOSFET的種類：按導電溝道可分為P溝道和N溝道。按柵極電壓幅值可分為；耗盡型；當柵極電壓為零時漏源極之間就存在導電溝道，增強型；對于N（P）溝道器件，柵極電壓大于（小于）零時才存在導電溝道，功率MOSFET主要是N溝道增強型。
功率MOSFET的內部結構和電氣符號如圖1所示；其導通時只有一種極性的載流子（多子）參與導電，是單極型晶體管。導電機理與小功率mos管相同，但 結構上有較大區別，小功率MOS管是橫向導電器件，功率MOSFET大都采用垂直導電結構，又稱為VMOSFET（Vertical MOSFET），大大提高了MOSFET器件的耐壓和耐電流能力。
按垂直導電結構的差異，又分為利用V型槽實現垂直導電的VVMOSFET和具有垂直導電雙擴散MOS結構的VDMOSFET（Vertical Double-diffused MOSFET），本文主要以VDMOS器件為例進行討論。
功率MOSFET為多元集成結構，如國際整流器公司（International Rectifier）的HEXFET采用了六邊形單元；西門子公司（Siemens）的SIPMOSFET采用了正方形單元；摩托羅拉公司 （Motorola）的TMOS采用了矩形單元按“品”字形排列。
截止：漏源極間加正電源，柵源極間電壓為零。P基區與N漂移區之間形成的PN結J1反偏，漏源極之間無電流流過。
導電：在柵源極間加正電壓UGS，柵極是絕緣的，所以不會有柵極電流流過。但柵極的正電壓會將其下面P區中的空穴推開，而將P區中的少子—電子吸引到柵極下面的P區表面
當UGS大于UT（開啟電壓或閾值電壓）時，柵極下P區表面的電子濃度將超過空穴濃度，使P型半導體反型成N型而成為反型層，該反型層形成N溝道而使PN結J1消失，漏極和源極導電。
其轉移特性和輸出特性如圖2所示。
漏極電流ID和柵源間電壓UGS的關系稱為MOSFET的轉移特性，ID較大時，ID與UGS的關系近似線性，曲線的斜率定義為跨導Gfs
MOSFET的漏極伏安特性（輸出特性）：截止區（對應于GTR的截止區）；飽和區（對應于GTR的放大區）；非飽和區（對應于GTR的飽和區）。電力 MOSFET工作在開關狀態，即在截止區和非飽和區之間來回轉換。電力MOSFET漏源極之間有寄生二極管，漏源極間加反向電壓時器件導通。電力 MOSFET的通態電阻具有正溫度系數，對器件并聯時的均流有利。
其測試電路和開關過程波形如圖3所示。
開通過程；開通延遲時間td(on) —up前沿時刻到uGS=UT并開始出現iD的時刻間的時間段；
上升時間tr— uGS從uT上升到MOSFET進入非飽和區的柵壓UGSP的時間段；
iD穩態值由漏極電源電壓UE和漏極負載電阻決定。UGSP的大小和iD的穩態值有關，UGS達到UGSP后，在up作用下繼續升高直至達到穩態，但iD已不變。
開通時間ton—開通延遲時間與上升時間之和。
關斷延遲時間td(off) —up下降到零起，Cin通過Rs和RG放電，uGS按指數曲線下降到UGSP時，iD開始減小為零的時間段。
下降時間tf— uGS從UGSP繼續下降起，iD減小，到uGS
關斷時間toff—關斷延遲時間和下降時間之和。
MOSFET的開關速度和Cin充放電有很大關系，使用者無法降低Cin， 但可降低驅動電路內阻Rs減小時間常數，加快開關速度，MOSFET只靠多子導電，不存在少子儲存效應，因而關斷過程非常迅速，開關時間在10— 100ns之間，工作頻率可達100kHz以上，是主要電力電子器件中最高的。
場控器件靜態時幾乎不需輸入電流。但在開關過程中需對輸入電容充放電，仍需一定的驅動功率。開關頻率越高，所需要的驅動功率越大。
在器件應用時除了要考慮器件的電壓、電流、頻率外，還必須掌握在應用中如何保護器件，不使器件在瞬態變化中受損害。當然晶閘管是兩個雙極型晶體管的組 合，又加上因大面積帶來的大電容，所以其dv/dt能力是較為脆弱的。對di/dt來說，它還存在一個導通區的擴展問題，所以也帶來相當嚴格的限制。
功率MOSFET的情況有很大的不同。它的dv/dt及di/dt的能力常以每納秒（而不是每微秒）的能力來估量。但盡管如此，它也存在動態性能的限制。這些我們可以從功率MOSFET的基本結構來予以理解。
圖4是功率MOSFET的結構和其相應的等效電路。除了器件的幾乎每一部分存在電容以外，還必須考慮MOSFET還并聯著一個二極管。同時從某個角度 看、它還存在一個寄生晶體管。（就像IGBT也寄生著一個晶閘管一樣）。這幾個方面，是研究MOSFET動態特性很重要的因素。
首先MOSFET結構中所附帶的本征二極管具有一定的雪崩能力。通常用單次雪崩能力和重復雪崩能力來表達。當反向di/dt很大時，二極管會承受一個速 度非常快的脈沖尖刺，它有可能進入雪崩區，一旦超越其雪崩能力就有可能將器件損壞。作為任一種PN結二極管來說，仔細研究其動態特性是相當復雜的。它們和 我們一般理解PN結正向時導通反向時阻斷的簡單概念很不相同。當電流迅速下降時，二極管有一階段失去反向阻斷能力，即所謂反向恢復時間。PN結要求迅速導 通時，也會有一段時間并不顯示很低的電阻。在功率MOSFET中一旦二極管有正向注入，所注入的少數載流子也會增加作為多子器件的MOSFET的復雜性。
功率MOSFET的設計過程中采取措施使其中的寄生晶體管盡量不起作用。在不同代功率MOSFET中其 措施各有不同，但總的原則是使漏極下的橫向電阻RB盡量小。因為只有在漏極N區下的橫向電阻流過足夠電流為這個N區建立正偏的條件時，寄生的雙極性晶閘管 才開始發難。然而在嚴峻的動態條件下，因dv/dt通過相應電容引起的橫向電流有可能足夠大。此時這個寄生的雙極性晶體管就會起動，有可能給MOSFET 帶來損壞。所以考慮瞬態性能時對功率MOSFET器件內部的各個電容（它是dv/dt的通道）都必須予以注意。
瞬態情況是和線路情況密切相關的，這方面在應用中應給予足夠重視。對器件要有深入了解，才能有利于理解和分析相應的問題。
在功率半導體器件中，MOSFET以高速、低開關損耗、低驅動損耗在各種功率變換，特別是高頻功率變換中起著重要作用。在低壓領域，MOSFET沒有競 爭對手，但隨著MOS的耐壓提高，導通電阻隨之以2.4-2.6次方增長，其增長速度使MOSFET制造者和應用者不得不以數十倍的幅度降低額定電流，以 折中額定電流、導通電阻和成本之間的矛盾。即便如此，高壓MOSFET在額定結溫下的導通電阻產生的導通壓降仍居高不下，耐壓500V以上的MOSFET 的額定結溫、額定電流條件下的導通電壓很高，耐壓800V以上的導通電壓高得驚人，導通損耗占MOSFET總損耗的2/3-4/5，使應用受到極大限制。
不同耐壓的MOSFET，其導通電阻中各部分電阻比例分布也不同。如耐壓30V的MOSFET，其外延層電阻僅為 總導通電阻的29%，耐壓600V的MOSFET的外延層電阻則是總導通電阻的96.5%。由此可以推斷耐壓800V的MOSFET的導通電阻將幾乎被外 延層電阻占據。欲獲得高阻斷電壓，就必須采用高電阻率的外延層，并增厚。這就是常規高壓MOSFET結構所導致的高導通電阻的根本原因。
增加管芯面積雖能降低導通電阻，但成本的提高所付出的代價是商業品所不允許的。引入少數載流子導電雖能降低導通壓降，但付出的代價是開關速度的降低并出現拖尾電流，開關損耗增加，失去了MOSFET的高速的優點。
以上兩種辦法不能降低高壓MOSFET的導通電阻，所剩的思路就是如何將阻斷高電壓的低摻雜、高電阻率區域和導電通道的高摻雜、低電阻率分開解決。如除 導通時低摻雜的高耐壓外延層對導通電阻只能起增大作用外并無其他用途。這樣，是否可以將導電通道以高摻雜較低電阻率實現，而在MOSFET關斷時，設法使 這個通道以某種方式夾斷，使整個器件耐壓僅取決于低摻雜的N-外延層。基于這種思想，1988年INFINEON推出內建橫向電場耐壓為600V的 COOLMOS，使這一想法得以實現。內建橫向電場的高壓MOSFET的剖面結構及高阻斷電壓低導通電阻的示意圖如圖5所示。
與常規MOSFET結構不同，內建橫向電場的MOSFET嵌入垂直P區將垂直導電區域的N區夾在中間，使MOSFET關斷時，垂直的P與N之間建立橫向電場，并且垂直導電區域的N摻雜濃度高于其外延區N-的摻雜濃度。
當VGS＜VTH時，由于被電場反型而產生的N型導電溝道不能形成，并且D，S間加正電壓，使MOSFET內部PN結反偏形成耗盡層，并將垂直導電的N 區耗盡。這個耗盡層具有縱向高阻斷電壓，如圖5（b）所示，這時器件的耐壓取決于P與N-的耐壓。因此N-的低摻雜、高電阻率是必需的。
當CGS＞VTH時，被電場反型而產生的N型導電溝道形成。源極區的電子通過導電溝道進入被耗盡的垂直的N區中和正電荷，從而恢復被耗盡的N型特性，因此導電溝道形成。由于垂直N區具有較低的電阻率，因而導通電阻較常規MOSFET將明顯降低。
通過以上分析可以看到：阻斷電壓與導通電阻分別在不同的功能區域。將阻斷電壓與導通電阻功能分開，解決了阻斷電壓與導通電阻的矛盾，同時也將阻斷時的表面PN結轉化為掩埋PN結，在相同的N-摻雜濃度時，阻斷電壓還可進一步提高。
INFINEON的內建橫向電場的MOSFET，耐壓600V和800V，與常規MOSFET器件相比，相同的管芯面積，導通電阻分別下 降到常規MOSFET的1/5， 1/10；相同的額定電流，導通電阻分別下降到1/2和約1/3。在額定結溫、額定電流條件下，導通電壓分別從12.6V，19.1V下降到 6.07V，7.5V；導通損耗下降到常規MOSFET的1/2和1/3。由于導通損耗的降低，發熱減少，器件相對較涼，故稱COOLMOS。
相同額定電流的COOLMOS的管芯較常規MOSFET減小到1/3和1/4，使封裝減小兩個管殼規格。
由于COOLMOS管芯厚度僅為常規MOSFET的1/3，使TO-220封裝RTHJC從常規1℃/W降到0.6℃/W；額定功率從125W上升到208W，使管芯散熱能力提高。
COOLMOS的柵極電荷與開關參數均優于常規MOSFET，很明顯，由于QG，特別是QGD的減少，使COOLMOS的開關時間約為常 規MOSFET的1/2；開關損耗降低約50%。關斷時間的下降也與COOLMOS內部低柵極電阻(＜1Ω＝有關。
目前，新型的MOSFET無一例外地具有抗雪崩擊穿能力。COOLMOS同樣具有抗雪崩能力。在相同額定電流 下，COOLMOS的IAS與ID25℃相同。但由于管芯面積的減小，IAS小于常規MOSFET，而具有相同管芯面積時，IAS和EAS則均大于常規 MOSFET。
COOLMOS的最大特點之一就是它具有短路安全工作區（SCSOA），而常規MOS不具備這個特性。 COOLMOS的SCSOA的獲得主要是由于轉移特性的變化和管芯熱阻降低。COOLMOS的轉移特性如圖6所示。從圖6可以看到，當VGS＞8V 時，COOLMOS的漏極電流不再增加，呈恒流狀態。特別是在結溫升高時，恒流值下降，在最高結溫時，約為ID25℃的2倍，即正常工作電流的3-3.5 倍。在短路狀態下，漏極電流不會因柵極的15V驅動電壓而上升到不可容忍的十幾倍的ID25℃，使COOLMOS在短路時所耗散的功率限制在 350V×2ID25℃，盡可能地減少短路時管芯發熱。管芯熱阻降低可使管芯產生的熱量迅速地散發到管殼，抑制了管芯溫度的上升速度。因 此，COOLMOS可在正常柵極電壓驅動，在0.6VDSS電源電壓下承受10ΜS短路沖擊，時間間隔大于1S，1000次不損壞，使COOLMOS可像 IGBT一樣，在短路時得到有效的保護。
繼INFINEON1988年推出COOLMOS后，2000年初ST推出500V類似于COOLMOS的內部結構，使500V，12A的MOSFET 可封裝在TO-220管殼內，導通電阻為0.35Ω，低于IRFP450的0.4Ω，電流額定值與IRFP450相近。IXYS也有使用COOLMOS技 術的MOSFET。IR公司也推出了SUPPER220，SUPPER247封裝的超級MOSFET，額定電流分別為35A，59A，導通電阻分別為 0.082Ω，0.045Ω，150℃時導通壓降約4.7V。從綜合指標看，這些MOSFET均優于常規MOSFET，并不是因為隨管芯面積增加，導通電 阻就成比例地下降，因此，可以認為，以上的MOSFET一定存在類似橫向電場的特殊結構，可以看到，設法降低高壓MOSFET的導通壓降已經成為現實，并 且必將推動高壓MOSFET的應用。
600V、800V耐壓的 COOLMOS的高溫導通壓降分別約6V，7.5V，關斷損耗降低1/2，總損耗降低1/2以上，使總損耗為常規MOSFET的40%-50%。常規 600V耐壓MOSFET導通損耗占總損耗約75%，對應相同總損耗超高速IGBT的平衡點達160KHZ，其中開關損耗占約75%。由于COOLMOS 的總損耗降到常規MOSFET的40%-50%，對應的IGBT損耗平衡頻率將由160KHZ降到約40KHZ，增加了MOSFET在高壓中的應用。
從以上討論可見，新型高壓MOSFET使長期困擾高壓MOSFET的導通壓降高的問題得到解決；可簡化整機設計，如散熱器件體積可減少到原40%左右；驅動電路、緩沖電路簡化；具備抗雪崩擊穿能力和抗短路能力；簡化保護電路并使整機可靠性得以提高。
功率MOSFET是電壓型驅動器件，沒有少數載流子的存貯效應，輸入阻抗高，因而開關速度可以很高，驅動功率小，電路簡單。但功率MOSFET的極間電容較大，輸入電容CISS、輸出電容COSS和反饋電容CRSS與極間電容的關系可表述為：
功率MOSFET的柵極輸入端相當于一個容性網絡，它的工作速度與驅動源內阻抗有關。由于 CISS的存在，靜態時柵極驅動電流幾乎為零，但在開通和關斷動態過程中，仍需要一定的驅動電流。假定開關管飽和導通需要的柵極電壓值為VGS，開關管的 開通時間TON包括開通延遲時間TD和上升時間TR兩部分。
開關管關斷過程中，CISS通過ROFF放電，COSS由RL充電，COSS較大，VDS（T）上升較慢，隨著VDS(T)上升較慢，隨著VDS（T）的升高COSS迅速減小至接近于零時，VDS（T）再迅速上升。
根據以上對功率MOSFET特性的分析，其驅動通常要求：觸發脈沖要具有足夠快的上升和下降速度；②開通時以低電阻力柵極電容充電，關斷時為柵極提供低 電阻放電回路，以提高功率MOSFET的開關速度；③為了使功率MOSFET可靠觸發導通，觸發脈沖電壓應高于管子的開啟電壓，為了防止誤導通，在其截止 時應提供負的柵源電壓；④功率開關管開關時所需驅動電流為柵極電容的充放電電流，功率管極間電容越大，所需電流越大，即帶負載能力越大。
圖7（a）為常用的小功率驅動電路，簡單可靠成本低。適用于不要求隔離的小功率開關設備。圖7（b）所示驅動電路開關 速度很快，驅動能力強，為防止兩個MOSFET管直通，通常串接一個0.5～1Ω小電阻用于限流，該電路適用于不要求隔離的中功率開關設備。這兩種電路特 點是結構簡單。
功率MOSFET屬于電壓型控制器件，只要柵極和源極之間施加的電壓超過其閥值電壓就會導通。由于MOSFET存在結電容，關斷時其漏源兩端電壓的突然 上升將會通過結電容在柵源兩端產生干擾電壓。常用的互補驅動電路的關斷回路阻抗小，關斷速度較快，但它不能提供負壓，故抗干擾性較差。為了提高電路的抗干 擾性，可在此種驅動電路的基礎上增加一級有V1、V2、R組成的電路，產生一個負壓，電路原理圖如圖8所示。
當V1導通時，V2關斷，兩個MOSFET中的上管的柵、源極放電，下管的柵、源極充電，即上管關斷，下管導通，則被驅動的功率管關斷；反之V1關斷 時，V2導通，上管導通，下管關斷，使驅動的管子導通。因為上下兩個管子的柵、源極通過不同的回路充放電，包含有V2的回路，由于V2會不斷退出飽和直至 關斷，所以對于S1而言導通比關斷要慢，對于S2而言導通比關斷要快，所以兩管發熱程度也不完全一樣，S1比S2發熱嚴重。
該驅動電路的缺點是需要雙電源，且由于R的取值不能過大，否則會使V1深度飽和，影響關斷速度，所以R上會有一定的損耗。
電路原理如圖9（a）所示，N3為去磁繞組，S2為所驅動的功率管。R2為防止功率管柵極、源極端電壓振蕩的一個阻尼電阻。因不要求漏感較小，且從速度方面考慮，一般R2較小，故在分析中忽略不計。
其等效電路圖如圖9（b）所示脈沖不要求的副邊并聯一電阻R1，它做為正激變換器的假負載，用于消除關斷期間輸出電壓發生振蕩而誤導通。同時它還可 以作為功率MOSFET關斷時的能量泄放回路。該驅動電路的導通速度主要與被驅動的S2柵極、源極等效輸入電容的大小、S1的驅動信號的速度以及S1所能 提供的電流大小有關。由仿真及分析可知，占空比D越小、R1越大、L越大，磁化電流越小，U1值越小，關斷速度越慢。
該電路具有以下優點：
①電路結構簡單可靠，實現了隔離驅動。
②只需單電源即可提供導通時的正、關斷時負壓。
③占空比固定時，通過合理的參數設計，此驅動電路也具有較快的開關速度。
該電路存在的缺點：
一是由于隔離變壓器副邊需要噎嗝假負載防振蕩，故電路損耗較大；
二是當占空比變化時關斷速度變化較大。脈寬較窄時，由于是儲存的能量減少導致MOSFET柵極的關斷速度變慢。
如圖10所示，V1、V2為互補工作，電容C起隔離直流的作用，T1為高頻、高磁率的磁環或磁罐。
導通時隔離變壓器上的電壓為（1-D）Ui、關斷時為D Ui，若主功率管S可靠導通電壓為12V，而隔離變壓器原副邊匝比N1/N2為12/[（1-D）Ui]。為保證導通期間GS電壓穩定C值可稍取大些。該電路具有以下優點：
①電路結構簡單可靠，具有電氣隔離作用。當脈寬變化時，驅動的關斷能力不會隨著變化
②該電路只需一個電源，即為單電源工作。隔直電容C的作用可以在關斷所驅動的管子時提供一個負壓，從而加速了功率管的關斷，且有較高的抗干擾能力。
但該電路存在的一個較大缺點是輸出電壓的幅值會隨著占空比的變化而變化。當D較小時，負向電壓小，該電路的抗干擾性變差，且正向電壓較高，應該注意使其 幅值不超過MOSFET柵極的允許電壓。當D大于0.5時驅動電壓正向電壓小于其負向電壓，此時應該注意使其負電壓值不超過MOAFET柵極允許電壓。所 以該電路比較適用于占空比固定或占空比變化范圍不大以及占空比小于0.5的場合。
從定義上而言，這種應用需要MOSFET定期導通和關斷。同時，有數十種拓撲可用于開關電源，這里考慮一個簡單的例子。DC-DC電源中常用的基本降壓轉換器依靠兩個MOSFET來執行開關功能（下圖），這些開關交替在電感里存儲能量，然后把能量開釋給負載。目前，設計職員經常選擇數百kHz乃至1 MHz以上的頻率，由于頻率越高，磁性元件可以更小更輕。開關電源中第二重要的MOSFET參數包括輸出電容、閾值電壓、柵極阻抗和雪崩能量。
馬達控制應用是功率MOSFET大有用武之地的另一個應用領域。典型的半橋式控制電路采用2個MOSFET （全橋式則采用4個），但這兩個MOSFET的關斷時間（死區時間）相等。對于這類應用，反向恢復時間（trr）非常重要。在控制電感式負載（比如馬達繞組）時，控制電路把橋式電路中的MOSFET切換到關斷狀態，此時橋式電路中的另一個開關經過MOSFET中的體二極管臨時反向傳導電流。于是，電流重新循環，繼續為馬達供電。當第一個MOSFET再次導通時，另一個MOSFET二極管中存儲的電荷必須被移除，通過第一個MOSFET放電，而這是一種能量的損耗，故trr 越短，這種損耗越小。
過去的近20年里，汽車用功率MOSFET已經得到了長足發展。選用功率MOSFET是因為其能夠耐受汽車電子系統中常遇到的掉載和系統能量突變等引起的 瞬態高壓現象，且其封裝簡單，主要采用TO220 和 TO247封裝。同時，電動車窗、燃油噴射、間歇式雨刷和巡航控制等應用已逐漸成為大多數汽車的標配，在設計中需要類似的功率器件。在這期間，隨著電機、 螺線管和燃油噴射器日益普及，車用功率MOSFET也不斷發展壯大。
汽車設備中所用的MOSFET器件涉及廣泛的電壓、電流和導通電阻范圍。電機控制設備橋接配置會使用30V和40V擊穿電壓型號；而在必須控制負載突卸和 突升啟動情況的場合，會使用60V裝置驅動負載；當行業標準轉移至42V電池系統時，則需采用75V技術。高輔助電壓的設備需要使用100V至150V型款；至于400V以上的MOSFET器件則應用于發動機驅動器機組和高亮度放電（HID）前燈的控制電路。
汽車MOSFET驅動電流的范圍由2A至100A以上，導通電阻的范圍為2mΩ至100mΩ。MOSFET的負載包括電機、閥門、燈、加熱部件、電容性壓電組件和DC/DC電源。開關頻率的范圍通常為10kHz 至100kHz，必須注意的是，電機控制不適用開關頻率在20kHz以上。其它的主要需求是UIS性能，結點溫度極限下（-40度至175度，有時高達200度）的工作狀況，以及超越汽車使用壽命的高可靠性。
設計LED燈具的時候經常要使用MOS管，對LED恒流驅動而言，一般使用NMOS.功率MOSFET和雙極型晶體管不同，它的柵極電容比較大，在導通之前要先對該電容充電，當電容電壓超過閾值電壓（VGS-TH）時MOSFET才開始導通。因此，設計時必須注意柵極驅動器負載能力必須足夠大，以保證在系統要求的時間內完成對等效柵極電容（CEI）的充電。
而MOSFET的開關速度和其輸入電容的充放電有很大關系。使用者雖然無法降低Cin的值，但可以降低柵極驅動回路信號源內阻Rs的值，從而減小柵極回路 的充放電時間常數，加快開關速度一般IC驅動能力主要體現在這里，我們談選擇MOSFET是指外置MOSFET驅動恒流IC。內置MOSFET的IC當然 不用我們再考慮了，一般大于1A電流會考慮外置MOSFET。為了獲得到更大、更靈活的LED功率能力，外置MOSFET是唯一的選擇方式，IC需要合適 的驅動能力，MOSFET輸入電容是關鍵的參數。下圖Cgd和Cgs是MOSFET等效結電容。
一般IC的PWM OUT輸出內部集成了限流電阻，具體數值大小同IC的峰值驅動輸出能力有關，可以近似認為R=Vcc/Ipeak.一般結合IC驅動能力 Rg選擇在10-20Ω左右。
一般的應用中IC的驅動可以直接驅動MOSFET,但是考慮到通常驅動走線不是直線，感量可能會更大，并且為了防止外部干擾，還是要使用Rg驅動電阻進行抑制。考慮到走線分布電容的影響，這個電阻要盡量靠近MOSFET的柵極。
以上討論的是MOSFET ON狀態時電阻的選擇，在MOSFET OFF狀態時為了保證柵極電荷快速瀉放，此時阻值要盡量小。通常為了保證快速瀉放，在Rg上可以并聯一個二極管。當瀉放電阻過小，由于走線電感的原因也會引起諧振（因此有些應用中也會在這個二極管上串一個小電阻），但是由于二極管的反向電流不導通，此時Rg又參與反向諧振回路，因此可以抑制反向諧振的尖峰。
估算導通損耗、輸出的要求和結區溫度的時候，就可以參考前文所指出的方法。
MOSFET的應用領域非常廣泛，遠非一兩篇文章可以概括。歡迎大家閱讀網站更多相關的內容和鏈接，了解MOSFET在當今發揮的日益重要的作用。
聯系方式：鄒先生
聯系電話：0755-83888366-8022
手機：18123972950
QQ：2880195519
聯系地址：深圳市福田區車公廟天安數碼城天吉大廈CD座5C1
請搜微信公眾號:“KIA半導體”或掃一掃下圖“關注”官方微信公眾號
請“關注”官方微信公眾號:提供 MOS管 技術幫助
